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流器串联的形式。其中的各级整流器的输出电流波形完全相同，很好地实现了电容的均压充电。而且快速整流二极管在电流为零时导通或关断，因此未产生整流开关损耗。进一步提高了高压直流电源00的效率。
如图4所示，根据本发明的另一个实施例的高压直流电源00的拓扑。其中，改变了逆变器40的直流输入电压电路，不需要变压器，直接采用高压直流电源00拓扑中快速不可控整流电路。电网的频率较低，因此不可控整流电路70中可选用一般的整流二极管，为了提高输出直流电压质量，电容组6和8的容量要足够大，同时整流电路70也无开关损耗。高频变压器6未作改变，采用单个四级整流器80，升压倍数并未改变，四级整流器80的结构无整流损耗，各整流器之间连接的电容器容量关系较为复杂，不易选择。逆变器结构及其控制方式相同，高压直流电源00可实现高压直流电源00的相同性能。
如图5所示，根据高压直流电源00的升压过程。逆变器40输出的5种状态作用周期固定，通过5种状态的切换改变输出电压17，若输出电压给定值直接设置为目标值，这种离散的控制方式必然会导致升压阶段的超调。因此，输出电压给定值在升压阶段必须逐渐升高，直到达到目标值。在限制电容电压和谐振电流4的条件下，设计了输出电压给定值不断升高的曲线。正向谐振使得输出电压升高，自由谐振使得输出电压较降低，反向谐振使得输出电压较大幅度降低，给定电压计划曲线正基于此。在输出电压未达到目标值的95%，给定电压按照最快的速度上升，即正向谐振使得输出电压升高的幅度。若电容电压和谐振电流4超过限制值，接下来的状态设置为自由谐振，尽量避免反向谐振状态。输出电压达到目标值的95%以后，若电容电压和谐振电流4超过限制值，接下来的状态设置为反向谐振，尽量避免正向谐振，用1正向谐振使得输出电压较缓慢上升到目标值。图5中的曲线即是输出电压上升的理想曲线，输出电压的实际上升曲线并没有较好地跟踪理想曲线，是因为对电容电压和谐振电流4的限制，以避免过高的电压或电流导致逆变器40的开关管损耗。
虽然已经在此图解和明了本发明的特定特征，但是本领域内的技术人员可以进行许多修改和改变。因此，应当明白，所附的权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神的所有这些修改和改变。(未完待续。)